CFA-izlazna pojačala

[dadod]

Hvala na opsirnom tehnickom objasnjenju, vrlo je korisno.
Ja imam iskustva s lateralcima, radio sam JLH 80 W mosfet pojacalo koje jos uvijek svira kod mene. Radio sam i neka poboljsanja na tom istom pojacalu jer sam primjetio da se ponekad pojave neke sitne oscilacije(ne sjecam se vise koje frekvencije bilo je davno).
JLH koristi nizi napon za napajanje ulaznog dijela nego za izlazni. Pretpostavljam da se izbjegne utjecaj jako nelinernih kapaciteta ko niskih drain-source napona.
Evo seme tog "poboljsanog JLHa":

JLH80W-mod.jpg

Buduci da nemam nikakovog prakticnog iskustva s verticalnim mosfetima dobro bi mi doslo nekoliko savjeta:
Koje mosfete kao parove koristiri, ali da budu lako dostupni?
Koji proizvodjaci su bolji, citao sam da IRF i nije tako dobar za analogni rad?
Kolike gate otpornike koristiti, video sam po raznim semama razne vrijednosti?
Je li 0.22R vrijednost source otpornika dobro odabrana?
Koliku mirnu struju odabrati za drivere, koji ganjaju dva para IRFP240/9240?

By the way, koristim Cordellove modele za vertical mosfete i neka mjerenje na diyaudio.com su dosta slicna sa simuliranim vrijednostima. Znam da njegovi modeli ne pokrivaju sve parameter ali za ovakovu simulaciju su izgleda zadovoljavajuci.
Ovo je model:
* IRFP240C VDMOS copyright Cordell Audio December 6, 2010
.model irfp240C VDMOS(nchan Vto=4.0 Kp=4.8 Lambda=0.0032 Rs=0.01 Rd=0.1 Rds=1e7 Cgdmax=2600p Cgdmin=10p a=0.35 Cgs=1250p Cjo=3000p m=0.75 VJ=2.5 IS=4.0E-06 N=2.4)
*

[ilimzn]

Shema je prilicno jednostavna ali ima nekih cudnih momenata.
Prvo, fali zastita gate-a za VAS MOSFET. U slucaju clippinga (u negativnu stranu) pojavljuje se pik napona teoetski jednak iznosu negativnog napajanja kao Vgs tog MOSFETa. MOSFET doduse nije specificiran no ukupni OLG pojacala ce biti znacajno manji nego sa bipolarcem na tom mjestu. Ipak, pametan odabir MOSFET-a ovdje ima stanovitih prednosti.
Drugo, prekostrujna zastita Q7 je inace dosta problematican nacin da se ovo izvede na MOPSFET-u jer je ulazna impedancija MOSFET-a veca od izlazne Q7.
Trece, bias je vrlo cudno izveden s obzirom da MOSFET-i ne zahtijevaju termicku kompenzaciju. Ovdje bi sasvim Ok bilo staviti obicni otpor/potenciometar, s vecim kondentorom u paraleli. Istina ovakav sklop ima manju impedanciju na nizim frekvencijama. Dodatno u tom sklopu je trimer s krive strane baze (B-C umjesto B-E). U slucaju prekida pota, bias = 'beskonacno'.
Zanimljivo je rijesenje s multiplim gate stopperima ali malo nepotrebno. Uociti razlicite vrijednosti za P i N tip. Ovi MOSFETi su direktno zamjenjivi s J162/K1058.

Ostala pitanja:
* IRFP240/9140 ili IRFP340/9240 proizvodnje IR. Za ostale ne mogu garantirati komplementarnost. Moglo bi se rabiti i IRFP240/9240 s povecanim source otporima za 240.
* IR je isto kao i svaki drugi sasvim Ok za analogni rad samo treba malo pazljivije gledati datasheet da se izvuku usporedivi parametri za N i P kanalni MOSFET. Ovo su MOSFET-i s visokim naponom praga i strminom, cca 3.7V je Vgs0 a s 6V najcesce vode maksimalnu struju. Unutar iste serije se naponi praga i strmina cak jako dobro poklapaju i cak je u vecini slucajeva dosta 0.1 ohm. Vece vrijednosti povecavaju linearnost ali zahtijevaju vecu struju mirovanja po paru da se karakteristike P i N ispravno poklope na podrucju preskoka. Tipicno za gore navedene bez degeneracije oko 100mA ce biti OK, s degeneracijom 0.1-0.22 ohma do oko 150mA. Elementi za vecu struju zahtijevaju nesto vecu struju mirovanja - razmisljajte o njima kao o vecem broju manjih spojenih u paralelu.
* Struja mirovanja drivera, MINIMUM 10mA po paru. Cak i vise ako je moguce. Paznju obratiti na Cdg s obzirom da je to dominantni kapacitet kojeg treba tjerati. JAKO je pozeljno da je driver niskoimpedantni, inace postoji mogucnost injekcije smetnji s napajanja kroz Cdg. Cgs je bootstrapan strminom MOSFETa tako da naizgled velika vrijesnost i nije toliko problematicna, pogotovo s obzirom da je tipican hod napona Vgs oko +-1 do 1.5V znacajno manje nego kod lateralaca.
Gate otpori cim manji, 47 ohma bi bio neki minimum. Odnos otpora oderditi po efektivnom kapacitetu koji vidi driver.

[dadod]

Hvala za objasnjenja IRF MOSFETa, to ce mi jako koristiti kod prve izrade. Zar nije problem razliciti Vgs za IRFP240 i IRFP9140?
Gdje je najbolje nabaviti IRF mosfete, mislim da IR vise ne proizvodi te modele, proizvodi ih Vishie i Fairchild?

Za komentar John Lindsey Hood 80W mosfet pojacala nemam sto reci. To pojacalo je objavljeno, mislim 1984 god u Wireless World casopisu i izgradjeno je puno primjeraka, cak je postojao i komercijalni proizvodjac. VAS mosfet je VN1210M max disipacije 1W (vidi se na semi). Tu nema gate stopera, valjda i ne treba jer s tim nije bilo problema. Za bias se slazem u toliko sto je trimer na krivom mjestu, to je izgleda promaklo JLHdu, ali upotreba samo trimera mi se ne svidja jer se u slucaju prekida dogadja tocno isto kao i s trimerom na krivom mjestu bias tranzistora.
Ja i mislim koristiti cetiri para ovih lateralaca, izvaditi cu ih iz jednog JLH pojacala jer imam dva.

[Khadgar2007]

Na forumu smo mi napravili jednu grupnu kupnju IRFPa prošlo ljeto u TMEu, a proizvođač je Vishay. Tamo su dobre cijene ako se uzima veća količina što smo mi i napravili pa sam to lijepo upario i poslao forumašima uparene mosfetove.

[ilimzn]

@Khadgar,
jako je dobro pitanje sto si zapravo i koliko lijepo uparivao. Uparivanje po Vgs ima smisla samo pri realisticnim Vds i Id.

@Dadod,
IRFPxxx i 9xxx imaju utoliko razlicit Vgs0 koliko ga daje pitanje metalurgije (P i N verzija) a to zapravo nije puno. Cak i da je Vgs razlicit, dok god je vgs/Id krivulja ista, DC servo ce rijesiti 'DC offset' u Vgs-u. Ovo nije bitno razlicito u odnosu na lateralce, ciji napon praga isto varira od primjerka do primjerka.
Problem je na zalost puno veci, a to je da se MOSFETi istih oznaka razlikuju od proizvodjaca do proizvodjaca, pogotovo P tipovi. Pogledati ovdje:
http://www.diyaudio.com/forums/solid-st ... ets-2.html
Kod JLH i opcenito lateralnih konstrukcija bias je obicno s potom no da se rijesiti pametnije. Ja koristim fiksni otpor u paralelu s trimerom (wiper - jedna strana), tako da je vrijednost trimera odabrana za neku prilicno veliku ali jos uvijek ne smrtonosnu struju mirovanja. Po potrebi je utrimano dodatnim otporom u paralelu. Problem je sto bi, ako se ugradjuje temperaturna kompenzacija, zapravo trebalo imati blago pozitivan temperaturni koeficijent struje mirovanja s porastom temperature, da kompenzira MOSFET. Zato preferiram otpor s nula koficijenta.
Eksperimentiranjem na LEX pojacalu ustanovljeno je da je optimalna struja za lateralne MOSFET-e prakticki ista ona u kojoj je temperaturni koeficijent nula, za J162/K1058 oko 120-130mA. Za J56/K176 blize 160mA.
Za koristenje vise parova u paralelu obavezno ih je potrebno cim bolje upariti, i to ne samo po Vgs0, na zalost moguce jedino tracerom ili prirucnim uredjajem koji bi testirao barem 3 radne tocke.
U realnim uvjetima bez NPV je pozeljno koristiti vise parova s obzirom da u klasi Ab svaki par ima izlazni otpor cca 1 ohm za J162/K1085, nesto manje za J56/K176. U klasi A se taj iznos moze smanjiti na pola. Za neki upotrebljivi damping faktor bilo bi pozeljno da je izlazni otpor pojacala barem 1/10 opterecenja ili manje, iz cega izlazi minimum od dva para u paraleli bez GNFB. Dodatno, N-kanalni lateralac ima nesto vecu strminu, koja se moze ujednaciti otporom od 0.15-0.18 ohma u source-u N-kanalnog MOSFETa.
Kod vertikalaca je ta cifra otprilike 2-3 puta manja ali otpor nije toliko linearan koliko je sa lateralcima. Ponovo, moze se ujednaciti asimetricnim source otporima, ali opet nista bez mjerenja
Po tom pitanju su lateralci puno konzistentniji dok god se drzimo originalnih Hitachi/Renesas parova.

Jos jedna napomena re viseg napona napajanja za izlazni stupanj - lateralci imaju prilicno velik Rdson i blago koljenu u karakteristikama kada se Vds priblizava manjim naponima uz vece struje. Kompresija karakteristika pocinje vec kod cca Vds=15V uz maksimalnu struju, sto je na samom rubu maksimuma disipacije, sto znaci da su gubici napon napajanja -> izlazni napon prilicno veliki po paru. Situacija se naravno znacajno poboljsava s vise parova. Ovo je vrlo bitno kod uparivanja - treba ga raditi na realnim Vds vrijednostima, na dijelu krivulja koje su polozene (van tzv. triodnog podrucja). Radi toga uparivanje samo po Vgs-u tako da se spoje skupa D i G _NIJE_ ispravan nacin. U realnom pojacalu Vds je puno veci od Vgs0 i ovakav jednostavan test drzi MOSFET u triodnom podrucju gdje su im karakteristike najmanje ujednacene. Bolji nacin je od MOSFET-a napraviti Vgs multiplikator, recimo u odnosu 1:10 (tako da se izmedju D i S stavi dijelilo 10:1 i na sredinu dijelila spoji G). Zatim se mjeri Vgs uz mijenjanje struje kroz takav spoj, pomocu laboratorijskog ispravljaca. Slicno vrijedi i za vertikalce, jedino je potreban manji odnos dijelila (1:3..5).

[dadod]

Kombinacija IRFP240/9140 otpada zbog peniskog drain source max napona kod 9140, znaci ostaje IRFP340/9240 ili IRFP240/9240 s razlicitim source otporima.
Sto je od toga bolje, a ako koristim IRFP240/9240 koliki bi trebali biti sorce otpori u 240 ako bih koristio 0.22R source otpore za 9240?

[ilimzn]

Probat cu jos prezicnije izmjeriti jer na traceru s time ima stanovitih problema, ali situacija je otprilike ovakva:
Ako je 0.22ohma u siurce-u IRFP9240, strmina mu na velikim strujama iznosi oko 2A/V (iznad 1A) i prilicno ga linearizira.
Za slicno dobiti s IRFP250 u sourceu je potrebno 0.33ohma. Zanimljivo je da je sa 0.22 ohma source otporom strmina smanjena za faktor 2 u odnosu na 'goli' IRFP240.
Problem su mjerenja na manjim strujama radi napona praga. On ce za IRFP9240 u ovoj konfiguraciji biti nesto manji nego kod IRFP240, izmedju ostalog i radi povecanog source otpornika. Na traceru medjutim mogu dodavati offset samo do velicine 10x rastera krivulja, tako da je raster 0.2V premalo za offset a 0.5V pregrubo za mjerenje. Slozit cu kad nadjem vremena fiksni prednapon s litijevom baterijom, sto bi trebalo znacajno pojednostaviti stvari.
Nadalje, na traceru je lako uocljivo povecanje strmine s povecanjem temperature, samo za dve sekunde mjerenja se uz degeneraciju 0.22 ohma za P-kanal MOSFET strmina poveca za oko 10%.
Dodatni problem kod ovakve degeneracije je sto se strmina lineraizira na manjim strujama ali raste sporije, tako da nekakva optimalna tocka gdje nece doci do dupliranja strmine u preskocnom podrucju nastupa kod prilicno velikih struja mirovanja (brza procjena bi bila 200-300mA po paru!)
Na zalost nemam trenutno pri ruci neke vrijednosti source otpora koje bi vrijedilo probati, recimo interesantna bi mogla biti kombinacija 0.18 ohma u surceu IRFP9240, 0.27 u sourceu IRFP240

[dadod]

Probat cu jos prezicnije izmjeriti jer na traceru s time ima stanovitih problema, ali situacija je otprilike ovakva:
Ako je 0.22ohma u siurce-u IRFP9240, strmina mu na velikim strujama iznosi oko 2A/V (iznad 1A) i prilicno ga linearizira.
Za slicno dobiti s IRFP250 u sourceu je potrebno 0.33ohma. Zanimljivo je da je sa 0.22 ohma source otporom strmina smanjena za faktor 2 u odnosu na 'goli' IRFP240.
Problem su mjerenja na manjim strujama radi napona praga. On ce za IRFP9240 u ovoj konfiguraciji biti nesto manji nego kod IRFP240, izmedju ostalog i radi povecanog source otpornika. Na traceru medjutim mogu dodavati offset samo do velicine 10x rastera krivulja, tako da je raster 0.2V premalo za offset a 0.5V pregrubo za mjerenje. Slozit cu kad nadjem vremena fiksni prednapon s litijevom baterijom, sto bi trebalo znacajno pojednostaviti stvari.
Nadalje, na traceru je lako uocljivo povecanje strmine s povecanjem temperature, samo za dve sekunde mjerenja se uz degeneraciju 0.22 ohma za P-kanal MOSFET strmina poveca za oko 10%.
Dodatni problem kod ovakve degeneracije je sto se strmina lineraizira na manjim strujama ali raste sporije, tako da nekakva optimalna tocka gdje nece doci do dupliranja strmine u preskocnom podrucju nastupa kod prilicno velikih struja mirovanja (brza procjena bi bila 200-300mA po paru!)
Na zalost nemam trenutno pri ruci neke vrijednosti source otpora koje bi vrijedilo probati, recimo interesantna bi mogla biti kombinacija 0.18 ohma u surceu IRFP9240, 0.27 u sourceu IRFP240

Puno ti hvala na objasnjenju, za mjerenje nije nikakova zurba jer ja sve radim sporo.

[ilimzn]

Evo primjera za velike struje, dakle sto kaze tracer za realne primjerke IRFP240/9240 proizvodnje IR (bez N na kraju):

P9240_P240_5_forum.gif

Objasnjenje grafa:
Naponi na krivuljama su offset u odnosu na napon praga, koji je definiran kao onaj Vgs pri kojem je Id=1mA uz Vds=50V. Napon praga je gotovo identican naponu litijeve baterije CR2030, oko 3.35V.
Skala je 5V po podioku po X osi, 1A po podioku po Y osi.

Vidljivo je par 'momenata':
* P-kanalni MOSFET je znacajno losiji od N-kanalnog, tj. izlazni mu je otpor manji - struja raste s porastom Vds dok je kod N-kanalnog gotovo konstanta. Doduse, efekt je nesto smanjen Rs, ali ne dovoljno.
* Ovdje se vracamo na problematiku da je potrebna dosta velika vrijednost Rs za balansiranje struja bez uparivanja - vidljvo iz ponasanja na malim strujama. Snimio sam jos par grafova za manje struje iz kojih je vidljivo da je pocetna strmina P-kanalnog MOSFETa veca.
* Rdson P-kanalnog MOSFETa je znacajno veca u realnim uvjetima, sto se vidi iz nagiba krivulja na dijelu prije koljena, u podrucju rasta struje od Vds-0. Kako god se izvede pojacalo, s IRFP240/9240 parovima samo po sebi nece imati simetricni clipping. Osim toga kod P-kanalnog MOSFETa je koljeno puno blaze.
* Struja mirovanja pri kojoj je u preskocnom podrucju strmina priblizna onoj za velike struje je prilicno velika, oko 0.4..0.5A. Pri tome su Vgs-i razliciti kod N i P MOSFET-a i nastat ce mali offset koji se relativno dobro prenosi i na velike struje sve do malih napona Vds. Slicno kao za lateralce, ovako spojeni vertikalci pocet ce pokazivati velike razlike u linearnosti na naponima Vds manjim od 10-ak V (nagli porast izoblicenja znatno prije clippinga).

Mozda je moguce stvari bolje poklopiti ali po cijenu povecanja Rs za oba tipa MOSFET-a, no s ime ce znatno rasti i dodatni gubici osim ako se koristi vise parova. U tom slucaju se degeneracija treba optimizirati za poklapanje na manjim strujama. Radi razlicitog oblika osnovne karakteristike Vgs/Id moguce je da bi se cak mogla dogoditi inverzija degeneracije ili da bi mogla biti slicna za N i P dio, no u tom slucaju kod pojave velikih struja u zilazu dolazilo bi do pojave znatnog DC offseta radi naglog porasta drugog harmonika.

[dadod]

Puno hvala na trudu. Meni je nedostupan transistor tracer pa nemam mogucnosti nesto tako mjeriti. Mislim da ostajem na kombinaciji IRFP240/9240 s nejednakim source otporima, samo treba izabrati najpovoljnije vrijednosti.
Sada mi zadaje brigu druga stvar, kako rijesiti bias spreader. Ja hocu imati driver na posebnom hladilu odvojene od glavnog hladila pa mi treba bias spreader s dva tranzistora. To se sada pojavljuje problem, VMOSFET ima drugaciji tempco od bipolarnog tranzistora a nisam nasao koliki je. Nije konstantan vec tamo negdje preko 10 A prelazi u negativni. Mislio sam upotrijebiri bias spreader s jednim bipolarcem I jednim mosfetom, to jos nisam probao ni simulirati, ili s dva bipolarca ali smanjiti tempco za onoga koji ce biti pricvrscen na glavno hladilo zajedno s izlaznim mosfetovima. Da li mozes dati naki savjet za to?